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電路設計高效感應加熱設計
普通變壓器的原理構成了感應加熱應用的基礎。然而，盡管變壓器從初級線圈在次級線圈中感應出電流，但是感應加熱器使用初級線圈在烹飪容器本身中感應出電流。這確保了所產生的加熱效果精確地集中在需要的地方。正是在烹飪容器的材料中感應出的渦流導致了被稱為焦耳加熱的加熱效果。由磁性材料（例如，不銹鋼和鐵）制成的容器可提供高電阻，而非磁性材料（例如，鋁和銅）則提供較小的電阻。
由于所用的高頻，初級線圈中的電流主要在導體的表面流動，這種特性被稱為趨膚效應。感應加熱線圈使用一種特殊的銅線，稱為利茲線，它由許多細的單股線組成。這具有增加線圈的表面積的效果，從而減小了AC電阻。
拓撲選擇及其功能
拓撲選擇有幾種方法，但是由于這些應用所針對的許多市場中的價格壓力，單端并聯諧振（SEPR）電路是常見的選擇（圖1）。這種軟開關拓撲結構利用了一個由電容器Cr和利茲線圈Lr組成的諧振儲能網絡。在零電壓開關（ZVS）條件下工作的IGBT與并聯二極管一起完成了設計。二極管通常不集成在IGBT中，而不是采用分立的方法，二極管的特性可以針對此類電路的需求進行優化。20 – 30 kHz的開關頻率可確保任何噪聲都在可聽范圍內，從而使該電路適用于電磁炊具。較高的頻率也可以用作軟啟動功能的一部分。
圖1：單端并聯諧振（SEPR）電路通常用于電壓諧振電路。
電壓諧振電路的操作分為四個時間段（圖3），適用于啟動過程已完成（即Cr已充滿電）的情況：
T1 –周期從Q1開啟開始，允許電流從Cm流經Lr和Q1，并使電流線性增加直到達到所需水平。在這段時間內，Cr兩端的電壓被鉗位到Cm兩端的電壓。
T2 –接下來的Q1關閉，導致Lr和Cr諧振。達到的峰值諧振電壓與導通時間T1成正比。
T3 –諧振電流的方向改變，導致Cr上的電壓降低。
T4 – Cr兩端的電壓極性現在反轉了。當它超過Cm兩端的電壓時，電流開始流過二極管，使Cr的極性和電壓回到Cm的極性和電壓。
圖2：SEPR電壓諧振設計中的四個操作階段。
IGBT的額定值將取決于Q1看到的電壓峰值，對于100 VAC的電源，其VCES額定值將介于900和1200 V之間，對于220 VAC的電源，則需要1350至1800V。
隨著功率需求的增加，通常使用使用兩個帶集成二極管的IGBT的半橋電流諧振方法（圖3）。這種設計還可以支持“全金屬”使用，其中80至100 kHz的開關頻率甚至可以支持非磁性烹飪容器的使用。諧振電路實現為串聯LC或LCR結構。
圖3：具有電流諧振系列LC的感應加熱器半橋電路。
一旦啟動過程完成，該電路的操作也可以分為四個階段（圖4）進行描述：
T1 –上部開關Q1接通，導致電流從電容器Cm流入諧振電流電路Cr-Lr。
T2 –開關Q1關斷，由于電流從Lr流經下部開關的二極管，使Cr充電。
T3 –開關Q2接通，允許諧振電流從Cr通過Q2流入Lr。此時，Q2的VCE鉗位在并聯（或集成）二極管的正向電壓上，從而啟用ZVS。
T4 –開關Q2關斷，允許續流電流從Lr流經Cr，二極管與Q1并聯以及Cm。此時，Q1的VCE類似地鉗位到并聯（或集成）二極管的正向電壓，從而為下一階段T1啟用ZVS。
圖4：半橋電流諧振設計中的四個操作階段。
結果，峰值電壓被限制為峰值交流輸入電壓的總和，從而允許為220 VAC的輸入指定IGBT的VCES為600至650V。由于涉及的電流較高，因此無法將此設計與100 VAC輸入一起使用。
選擇適用于感應加熱設備的IBGT
顯然，對VCES兩端產生的電壓的適當了解是選擇IGBT的關鍵因素。柵極驅動電壓VGES也需要檢查。通常以18 V的電壓運行以減少IGBT中的功率損耗。但是，在許多市場中，主電源的波動有時高達20％，這意味著設計人員將需要確保數據表為這些參數指示足夠的裕量。諸如Rth（jc）之類的熱參數為所需的冷卻概念提供了指導，同時應進行電磁兼容性（EMC）測試，尤其是在較低測試頻率下的關斷。
需要審查的另一個關鍵方面是IC（sat）額定值，該參數與短路電流有關，該短路電流在初始加電時流向Cr充電，直到其電壓與Cm上的電壓匹配為止。最后，應檢查正向偏置安全工作區（FBSOA）的最大允許集電極電流VCE，以了解不同的脈沖寬度。
穿通（PT）IGBT是此類應用中的首選器件，與過去的非PT類型相比，支持更高的開關頻率。最新進展使P集電極層變薄，從而形成了稱為場截止（FS）IGBT的結構。這允許創建N層以啟用反向傳導（RC）體二極管，從而產生RC-IGBT。它們具有降低的尾電流，非常適合于軟開關電路。東芝最新的RC-IGBT GT20N135SRA是新一代器件，支持20 A @ 100°C和1350V。這非常適用于2200 W中容量設備的220 VAC感應加熱應用。
與上一代器件相比，短路電流IC（sat）在100°C時限制在150 A左右。在電路的啟動階段，當Cr充電時，這有助于減小集電極飽和電流并抑制電壓振蕩（圖5）。較寬的FBSOA還意味著可以流過更高的電流，但這必須與某些損耗轉化為熱量的平衡。GT20N135SRA的最大Rth（jc）為0.48°C / W，因此，假設在某個設備實現中IGBT需要耗散35W，則結殼溫度將比上一代器件低約6°C（GT40RR21 – 0.65°C / W）。
圖5：與上一代IGBT（左）相比，GT20N135SRA（右）顯著改善了不帶Cr時短路集電極的飽和度，并減少了振蕩（紅色圓圈）
與上一代器件相比，改進的N層還使正向電壓VF降低了0.5V。定義為25°C時的1.75 V典型值，可以減少損耗并提高效率。IGBT的關斷操作使其難以滿足CISPR標準，在柵極路徑中需要一個電阻來降低開關速度。但是，這導致損失增加。在與GT20N135SRA相同的桌面應用中，如果沒有這樣的電阻器，現在在30 MHz時可獲得約10 dB的余量，從而在輻射發射和功耗之間實現了更好的權衡（圖6）。
圖6：改善的關斷功能可使同一設備在30 MHz時的CISPR余量提高10dB。